【導(dǎo)讀】連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）反激式轉(zhuǎn)換器常出現(xiàn)在中等功率和隔離應(yīng)用中。由于具有峰值開(kāi)關(guān)電流較低、輸入和輸出電容較少、電磁干擾降低等優(yōu)點(diǎn)，加上其低成本優(yōu)勢(shì)，它們已在商業(yè)和工業(yè)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。本文將介紹在5A CCM反激條件下，針對(duì)53Vdc至12V的功率級(jí)設(shè)計(jì)方程式。
連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）反激式轉(zhuǎn)換器常出現(xiàn)在中等功率和隔離應(yīng)用中。CCM工作的特征包括峰值開(kāi)關(guān)電流較低、輸入和輸出電容較少、電磁干擾 (EMI)降低、以及工作占空比范圍窄于在不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）下工作。由于具有這些優(yōu)點(diǎn)，加上其低成本的優(yōu)勢(shì)，它們已在商業(yè)和工業(yè)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。本文將介紹在5A CCM反激條件下，針對(duì)53Vdc至12V的功率級(jí)設(shè)計(jì)方程式。
圖1所示為一個(gè)詳細(xì)的60W反激電路原理圖，工作頻率在250kHz。在最小輸入電壓為51V和最大負(fù)載時(shí)，占空比選擇為最大值的50％。雖然超過(guò)50％的操作是可以接受的，但在本設(shè)計(jì)中并非必需。由于相對(duì)較低的高壓端輸入電壓為57V，占空比在CCM工作中將僅下降幾個(gè)百分點(diǎn)。然而，若負(fù)載大大降低，且轉(zhuǎn)換器進(jìn)入DCM工作時(shí)，占空比將顯著降低。
圖1：60W CCM反激式轉(zhuǎn)換器原理圖。
設(shè)計(jì)細(xì)節(jié)
為了防止磁芯飽和，繞組開(kāi)/關(guān)周期內(nèi)的伏秒積必須平衡。這相當(dāng)于：
將dmax設(shè)置為0.5，計(jì)算Nps12（Npri：N12V）和Nps14（Npri：N14V）的匝數(shù)比：
變壓器匝數(shù)比設(shè)定好后，可以計(jì)算出工作占空比和場(chǎng)效應(yīng)晶體管 (FET) 電壓。
Vdsmax表示FET Q2漏極上無(wú)振鈴的“平頂”電壓。振鈴?fù)ǔＥc變壓器漏電感、寄生電容（T1、Q1、D1）和開(kāi)關(guān)速度有關(guān)。額外降低FET電壓的25-50％，選擇一個(gè)200V的FET。若可能，變壓器必須具有優(yōu)異的繞組耦合和1％或更小的最大漏電感，以最小化振鈴。
當(dāng)Q2導(dǎo)通時(shí)，二極管D1的反向電壓應(yīng)力等于：
當(dāng)次級(jí)繞組由于漏感、二極管電容和反向恢復(fù)特性而變負(fù)時(shí)，振鈴是常見(jiàn)的。使用超快（小于35 nS）、肖特基和SiC二極管可幫助最小化反向恢復(fù)效應(yīng)，并最大限度地減少二極管緩沖器損耗。D1在FET關(guān)斷期間進(jìn)行導(dǎo)通，平頂電流為：
我選擇了30A/45V額定的D²PAK封裝，以將10A的正向壓降降至0.33V。功耗等于：
推薦通過(guò)散熱器或氣流進(jìn)行適當(dāng)?shù)臒峁芾?。您可以從以下方式?jì)算初級(jí)電感：
式中， POUTMIN是轉(zhuǎn)換器進(jìn)入不連續(xù)模式工作（DCM）之處，通常是POUTMAX的20-30%。
峰值初級(jí)電流發(fā)生在VINMIN，等于：
確定最大電流檢測(cè)電阻（R18）值對(duì)于防止控制器主要過(guò)電流（OC）保護(hù)裝置跳閘是必須的。對(duì)于UCC3809，為了保證全輸出功率，R18上的電壓不能超過(guò)0.9V。對(duì)于此示例，我選擇一個(gè)0.18Ω的阻值。更小的電阻是可以接受的，因?yàn)樗鼫p少功率損耗。但是過(guò)小的電阻會(huì)增加噪聲敏感度，并使OC閾值高，帶來(lái)變壓器飽和的風(fēng)險(xiǎn)甚至更糟的情況——OC故障期間壓力相關(guān)電路故障。在電流檢測(cè)電阻中消耗的功率為：
從以下公式可以計(jì)算出FET導(dǎo)通和關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗：
損耗計(jì)算
與Coss相關(guān)的損耗計(jì)算不太明確，因?yàn)樵撾娙輼O其非線性，隨Vds增高而降低，在設(shè)計(jì)中估計(jì)為0.2W。
電容器要求通常包括計(jì)算最大RMS電流、獲得所需紋波電壓所需的最小電容和瞬態(tài)保持。輸出電容和IOUTRMS計(jì)算公式如下：
單獨(dú)的陶瓷電容器是合適的，但是在直流偏置效應(yīng)之后，需要7個(gè)陶瓷電容器才能實(shí)現(xiàn)83μF。因此，我只選擇了足夠的電流來(lái)處理RMS電流，然后采用LC濾波器來(lái)降低輸出紋波電壓，并提高負(fù)載瞬變。若存在大負(fù)載瞬變，可能需要額外的輸出電容來(lái)降低壓降。
輸入電容等于：
式中，VINRIP是允許的輸入紋波電壓，其設(shè)置為VIN的3%或?1.5V。
此時(shí)您仍然必須考慮電容搶占直流偏置效應(yīng)的情況。RMS電流約為：
圖2所示為原型轉(zhuǎn)換器的效率，圖3所示為反激評(píng)估板。
圖2：轉(zhuǎn)換器的效率和損耗決定了封裝選擇和散熱要求。
圖3：60W反激評(píng)估硬件測(cè)量100×35mm。
該設(shè)計(jì)示例涵蓋了功能性CCM反激式設(shè)計(jì)的基本組件計(jì)算。然而，初始估計(jì)通常需要迭代計(jì)算才能進(jìn)行微調(diào)。同樣，在變壓器設(shè)計(jì)和控制環(huán)路穩(wěn)定等領(lǐng)域，通常需要更多的細(xì)節(jié)工作，來(lái)獲得良好、優(yōu)化的反激。
作者：John Betten，德州儀器
本文轉(zhuǎn)載自電子技術(shù)設(shè)計(jì)。
